PI 公司于2002年9月推出的LinkSwitch(簡(jiǎn)稱(chēng)LNK)系列單片電源在正常工作時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率一般在42kHz,不僅對(duì)前級(jí)電路帶來(lái)很大的電磁兼容 問(wèn)題，而且也對(duì)鄰近的某些電子設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾。故必須對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行電磁兼容(EMC)設(shè)計(jì)，使各個(gè)元件在復(fù)雜的電磁環(huán)境下都能正常運(yùn)行。

 

 

開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾最根本的原因，就是其在工作過(guò)程中產(chǎn)生的高di/dt與高dv/dt，它們產(chǎn)生的浪涌電流和尖峰電壓形成了干擾源。開(kāi)關(guān)管的驅(qū) 動(dòng)波形、MOSFET漏源波形等矩形波在脈沖邊緣時(shí)的高頻變化對(duì)開(kāi)關(guān)電源的基本信號(hào)造成了干擾。圖1為由LNK構(gòu)成開(kāi)關(guān)電源的電路模型。下面具體分析圖1 中噪聲產(chǎn)生的原因和途徑。

 

圖1 LNK開(kāi)關(guān)電源電路模型

 

 

電源線噪聲是電網(wǎng)中各種用電設(shè)備產(chǎn)生的電磁騷擾沿著電源線傳播所造成的，對(duì)外表現(xiàn)為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾。傳導(dǎo)干擾分為共模(Common Mode—CM)干擾和差模(Differential Mode—DM)干擾。共模干擾定義為任何載流導(dǎo)體與參考地之間的不希望有的電位差，差模干擾定義為任何兩個(gè)載流導(dǎo)體之間的不希望有的電位差。由于開(kāi)關(guān)電 路寄生參數(shù)的存在以及開(kāi)關(guān)器件的高頻開(kāi)通和關(guān)斷，使得開(kāi)關(guān)電源在其輸入端產(chǎn)生較大的共模干擾和差模干擾。圖2即為圖1的共模差模干擾的傳播途徑。在高頻情 況下，由于dv/dt很高，激發(fā)變壓器線圈間以及LNK的寄生電容，從而形成了共模干擾。如圖2的黑體虛線所示。在高頻情況下，在輸入輸出的濾波電容上產(chǎn) 生很高的di/dt，從而形成了差模干擾。如圖2的淡體虛線所示。

 

圖2 共模、差模干擾傳播途徑

 

 

高頻變壓器是開(kāi)關(guān)電源實(shí)現(xiàn)能量?jī)?chǔ)存、隔離輸出、電壓變換的重要元件，在不考慮漏感以及開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)間時(shí)，高頻工作下的MOSFET產(chǎn)生的波形應(yīng)該是標(biāo) 準(zhǔn)的方波。但在實(shí)際變壓器制作時(shí)，繞組漏感是不可避免的。由于漏感存在，開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，原邊漏感將儲(chǔ)存一定的能量，當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，儲(chǔ)存的能量得到釋放，使得 開(kāi)關(guān)器件的兩端出現(xiàn)電壓關(guān)斷尖峰，與原來(lái)的直流高壓和感應(yīng)電壓疊加，可使MOSFET的漏極電壓超過(guò)700V(LNK系列的MOSFET的漏極擊穿電壓為 700V)，有可能影響開(kāi)關(guān)的正常工作甚至損壞LNK。

 

 

理想的二極管在承受反向電壓時(shí)截止，不會(huì)有反向電流通過(guò)。但實(shí)際二極管在承受反向電壓時(shí)，PN結(jié)內(nèi)儲(chǔ)存的電荷在反向電場(chǎng)作用下被復(fù)合，形成反向恢復(fù) 電流，它恢復(fù)到零點(diǎn)的時(shí)間與結(jié)電容等因素有關(guān)。反向恢復(fù)電流在變壓器漏感、引線電感以及二極管的結(jié)電容的影響下將產(chǎn)生強(qiáng)烈的高頻衰減振蕩，高頻衰減振蕩電 壓與關(guān)斷電壓疊加，將形成一個(gè)相當(dāng)大的關(guān)斷電壓尖峰。這個(gè)反向恢復(fù)噪聲也是開(kāi)關(guān)電源的一個(gè)主要干擾源。

 

 

開(kāi)關(guān)電源的分布電容主要為開(kāi)關(guān)電源與散熱器或外殼之間的分布電容、LNK的漏極與電源線之間的分布電容、變壓器初次級(jí)之間的分布電容。以上的分布電容都可以傳輸共模干擾。

 

在高頻下，普通的電阻電容電感都將呈高頻寄生特性，這將對(duì)其正常工作產(chǎn)生影響。例如，高頻工作時(shí)，導(dǎo)線寄生電感的感抗顯著增加，這將使其變成一根發(fā)射線，即成了開(kāi)關(guān)電源中的一個(gè)輻射干擾源。

 

 

圖3為未考慮EMC設(shè)計(jì)時(shí)的EMI仿真曲線，根據(jù)廣泛采用的GB9254中規(guī)定的標(biāo)準(zhǔn)曲線，可看出干擾強(qiáng)度超過(guò)規(guī)定標(biāo)準(zhǔn)了，必須對(duì)電路進(jìn)行相應(yīng)的抗干擾設(shè)計(jì)。

 

圖3 未考慮EMC設(shè)計(jì)的EMI仿真曲線

 

EMC設(shè)計(jì)應(yīng)該從三個(gè)方面去考慮：

 

1) 減小干擾源產(chǎn)生的干擾信號(hào)

 

2) 切斷干擾信號(hào)的傳播途徑

 

3) 增強(qiáng)敏感電路的抗干擾能力

 

 

電源線干擾可以使用EMI濾波器濾除，EMI濾波器應(yīng)是一個(gè)只允許直流至工頻(50Hz，400Hz)通過(guò)的理想低通濾波器，即從直流至截止頻率的 通帶以最小衰減通過(guò)，一般以額定電流下的壓降表示;對(duì)電磁干擾的阻帶，給以盡可能高的衰減;通帶和阻帶之間的過(guò)濾帶應(yīng)盡量的陡。

 

 

圖4為常用EMI濾波器，圖5和圖6為其共模等效電路和差模等效電路?？赏茖?dǎo)出共模插入損耗和差模插入損耗(式中 為共模扼流圈由于兩個(gè)繞組不對(duì)稱(chēng)引起的電感差值)為

 

 

 

 

LNK 內(nèi)部集成的MOSFET在高速開(kāi)關(guān)時(shí)，使高頻變壓器的原邊漏感儲(chǔ)存的能量釋放，產(chǎn)生的尖峰電壓與原來(lái)的方波疊加有可能影響開(kāi)關(guān)的正常工作或直接損壞 LNK。一般為了抑制這種高壓尖峰，采用的是緩沖或鉗位的方法。如圖1中的起到的就是這種作用。當(dāng)開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，電容被充電，電容兩端的電壓“緩慢”上 升，抑制了開(kāi)關(guān)管上的電壓變化和尖峰電壓的產(chǎn)生。而當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，由于電阻的存在，限制了開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的電流峰值。由于開(kāi)關(guān)管工作頻率較高以及LNK內(nèi) 部的MOSFET的漏極擊穿電壓為700V故鉗位二級(jí)管故應(yīng)采用耐壓為600V以上的快速恢復(fù)二級(jí)管，鉗位電容 則應(yīng)采用 的金屬薄膜電容。

 

 

對(duì)輸出整流二極管產(chǎn)生的反向恢復(fù)噪聲，可以通過(guò)在二極管兩端并聯(lián)RC緩沖器來(lái)抑制，也可以通過(guò)在二極管串聯(lián)一個(gè)飽和電感來(lái)抑制。并聯(lián)的RC緩沖器起 到一階濾波器的作用，根據(jù)需要濾除高頻噪聲。串聯(lián)的飽和電感在整流二極管導(dǎo)通時(shí)工作在飽和狀態(tài)下，相當(dāng)于導(dǎo)線;在整流二極管關(guān)斷反向恢復(fù)時(shí)，工作在電感特 性狀態(tài)下，可以阻礙電流的大幅度變化。

 

 

1. 對(duì)整流電路采用無(wú)源功率因數(shù)校正法來(lái)降低諧波成分并提高功率因數(shù);

 

2. 對(duì)變壓器進(jìn)行屏蔽來(lái)減少其漏感帶來(lái)的輻射;

 

3. 對(duì)電路板進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，LinkSwitch應(yīng)盡量遠(yuǎn)離交流輸入端，盡量減小高頻變壓器初次回路所包圍的面積。

 

 

抑制開(kāi)關(guān)電源的干擾是開(kāi)發(fā)應(yīng)用型開(kāi)關(guān)電源的一個(gè)重要的課題。本文就不同的干擾源提出了針對(duì)性的解決方法，并就原電路的EMI仿真曲線重新設(shè)計(jì)了電路 的參數(shù)，改進(jìn)后的電路基本符合GB9254標(biāo)準(zhǔn)。文末提出的幾種工藝改進(jìn)的方法都能對(duì)開(kāi)關(guān)電源的電磁干擾問(wèn)題起到進(jìn)一步的作用,這些都對(duì)開(kāi)關(guān)電源的電磁兼 容設(shè)計(jì)具有一定的參考意義.