【導讀】任何開關模式電源 (SMPS)都需要EMI（電磁干擾）輸入濾波器，以避免對電源線造成干擾，以及對連接到電源線的其他組件或系統(tǒng)產(chǎn)生干擾。因此，設計和優(yōu)化輸入濾波器是 SMPS 開發(fā)的一項重要任務。雖然必須添加共模和差模噪聲濾波器元件，但很少單獨優(yōu)化它們。特別是對于高功率應用，這可能會導致 EMI 濾波器比實際需要的大得多。
任何開關模式電源 (SMPS)都需要EMI（電磁干擾）輸入濾波器，以避免對電源線造成干擾，以及對連接到電源線的其他組件或系統(tǒng)產(chǎn)生干擾。因此，設計和優(yōu)化輸入濾波器是 SMPS 開發(fā)的一項重要任務。雖然必須添加共模和差模噪聲濾波器元件，但很少單獨優(yōu)化它們。特別是對于高功率應用，這可能會導致 EMI 濾波器比實際需要的大得多。
在本文中，我們討論了一種使用雙輸出 LISN（線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡）和至少具有兩個通道的示波器來分離共模和差模噪聲分量的簡單方法，這使得優(yōu)化共模和差分噪聲成為可能。 - 模式濾波器組件分開，從而為設計輸入濾波器提供更準確的數(shù)據(jù)。
EMI 和寬帶隙半導體的重要性
由于開關大電流的特性，SMPS 會產(chǎn)生相當多的噪聲。SMPS 拓撲的選擇非常重要，會影響濾波器的設計；例如，雙交錯升壓拓撲產(chǎn)生的噪聲比簡單升壓轉換器要少。一旦選擇了拓撲結構，就有幾個影響噪聲水平的設計參數(shù)。轉換器的開關頻率是一個關鍵值。通常，選擇高開關頻率以獲得緊湊的設計。然而，高開關頻率可能會導致 EMI 過高。
了解開關元件的上升和下降時間與產(chǎn)生的噪聲之間的相關性非常重要。通常，快速開關元件是。如今，即使是基于SiC或GaN的寬帶隙器件在電源轉換器設計中非常流行，以提高效率。如果設計沒有非常仔細地優(yōu)化以避免噪聲產(chǎn)生，那么這種快速開關元件就會加劇噪聲的產(chǎn)生。除了設計參數(shù)之外，限度地減少整個設計（包括印刷電路板）中的寄生元件總是有幫助的。例如，高壓開關元件與用于冷卻的金屬外殼的連接相結合將產(chǎn)生寄生電容，該寄生電容可以充當共模噪聲離開系統(tǒng)的路徑。
典型 EMI 輸入濾波器結構
EMI 輸入濾波器通常由兩個功能部分組成：一部分用于抑制不需要的共模噪聲，另一部分用于抑制差模噪聲。對于AC/DC轉換器來說，差模EMI濾波器部分的關鍵元件是差模電感和X電容。對于共模EMI濾波器部分，共模扼流圈和Y電容。在某些情況下，可以省略差模電感器，因為共模扼流圈也可以充當差模電感器。
分離共模和差模噪聲
EMC 標準要求測量兩條電源線上的傳導發(fā)射，并且頻率范??圍內(nèi)每個頻率的電壓均低于指定限值。該測量按順序在一根電源線上執(zhí)行，然后在另一條電源線上執(zhí)行。雖然這足以通過傳導發(fā)射測試標準，但它并沒有提供對噪聲傳播機制的任何見解，因為測量是導體上共模和差模噪聲的組合。噪聲電流在系統(tǒng)內(nèi)流動的原理如圖1所示。
圖 1：共模/差模流程
共模電流部分Icm在兩條線路上從DUT（被測器件）流入LISN，并通過外部接地路徑流回DUT，導致外部接地通路中的兩個電流部分之和。正導線和負導線的振幅和相位相同。差模電流表現(xiàn)出不同的特性；正導體上的電流流入LISN，噪聲的返回路徑是負導體。的區(qū)別是這兩個電流之間的相位；它們相差180°，理想情況下應該抵消。通過一點數(shù)學知識，可以分離共模和差模噪聲項。使用單個電流：
IP = ICMa + IDM
I N = I CMb – I DM
我們可以很容易地計算出兩個導體上的電壓：
V P = (I CMa + I DM ) * Z LISN
V N = (I CMb ? I DM ) * Z LISN
根據(jù)各個電壓與共模、差模電壓之間的關系：
V P + V N = V CMa + V CMb
我們可以計算共模和差模電壓如下：
V CM = V P + V N
V DM = ? (V P - V N )
簡單減法得到的值是差模噪聲水平的兩倍，即多出 6dB，在結果評估期間必須考慮到這一點。使用這些簡單的計算，區(qū)分共模噪聲和差模噪聲（包括從差分結果中減去 6dB）。如果設置（電纜、LISN 組件等）盡可能對稱，則簡單的數(shù)學計算效果；必須同時測量兩個導體上的噪聲。圖 2 顯示了一種簡單但有效的分離共模和差模噪聲的設置。雙輸出 LISN（或兩個相同的 LISN）用于在兩條電源線上進行探測，信號由一個雙輸出 LISN 的兩個通道捕獲。示波器。和信號和差信號在示波器以及（快速傅立葉變換）FFT 上計算。這樣可以直接訪問共模和差模噪聲信號。
圖 2：增強型測量設置
雖然兩個 LISN 之間的任何不對稱都會對測量結果產(chǎn)生一些影響，但實際上該方法提供了相當準確的結果。需要考慮的重要方面是使用相同的電纜長度，以及使用具有足夠質(zhì)量的電纜以避免時間偏移或幅度損失，這將直接影響分離噪聲分量的能力。
此外，應使用具有足夠低噪聲前端、直接輸入頻率參數(shù)（例如起始頻率和終止頻率或分辨率帶寬）以及足夠快的 FFT 功能的示波器。
分析
用于演示新方法的 DUT 是一個簡單的降壓轉換器。DUT 輸入濾波器是一個簡單的 PI-LC 濾波器，對于抑制差模噪聲非常有效。該設置使應用或排除 PI-LC 濾波器變得簡單。PCB 上不包含共模濾波器，因此共模扼流圈連接在 PCB 外部。轉換器沒有外殼；PCB 只需放置在金屬接地層的隔離塊上即可。該設置有意避免產(chǎn)生過多的共模噪聲。
次測量（如圖 3 所示）顯示了輸入功率導體中的頻譜。當 DUT 關閉時，參考電平測量已經(jīng)確定了系統(tǒng)的噪聲電平。在執(zhí)行 FFT 之前，通過將和表達式除以 2 來補償差分模式中額外的 6dB。對于共模，直接使用求和表達式，因為共模噪聲總量由兩個測量通道的總和表示。
圖 3：未應用 EMI 濾波器
參考線中 300 kHz 處的峰值是由系統(tǒng)而不是轉換器引起的，并且至少可以忽略高達 25dBμV。在 300 kHz 測量期間，高幅度差模噪聲（大約 65dBμV）是由轉換器的開關頻率引起的。該頻率的諧波和所有更高的奇數(shù)倍都是由反射紋波電流引起的，該電流在差模頻譜中占主導地位。在共模譜中也可以看到一些峰；這些沒有被微分濾波器過濾。
LC 濾波器經(jīng)計算可抑制 300 kHz 處的基波幅度。計算出的濾波器諧振頻率為 19.3 kHz，這應該會導致開關頻率處約 40dB 的抑制。濾波器結構為二階，因此阻尼約為 40 dB/Decade。圖 4 中的測量顯示了濾波器對頻譜的影響。
、圖 4：應用的差分模式濾波器
與之前未濾波的值相比，差模噪聲非常有效地降低了高達 10 MHz，阻尼高達 30dB。特別是 300 kHz 的基波和多次諧波的幅度要低得多。在較高頻率區(qū)域，濾波器效果不佳；噪音多只能衰減 10dB。
由于濾波器是為了濾除差模噪聲而設計的，因此共模噪聲并未顯著降低。為了抑制共模噪聲，添加了一個額外的濾波器。插入了 Würth Electronic 的共模扼流圈。
圖 5：應用共模濾波器
共模噪聲尤其從 2 MHz 降低至 60 MHz。此外，由于共模扼流圈不理想，并且產(chǎn)生的漏感充當差分濾波器，因此差模噪聲也被衰減。此外，差模噪聲也可能受到影響，因為設置未優(yōu)化（CM 扼流圈沒有 PCB），因此一些不對稱組件可能會導致這種額外的阻尼效應。然而，如圖 5 所示，可以清楚地看到，由于插入了共模扼流圈，共模噪聲得到了非常有效的抑制。
結論
有效的輸入濾波器設計對于滿足開關模式電源傳導發(fā)射的 EMI 標準至關重要。通常，EMI 濾波器由共模濾波器和差模濾波器組成，這兩個元件都必須進行設計和優(yōu)化。有關共模噪聲和差模噪聲貢獻的準確信息極大地有助于設計和優(yōu)化 EMI 輸入濾波器的任務。使用雙輸出 LISN（或兩個相同的 LISN）以及示波器上的一些數(shù)學運算，可以直接在示波器上分離共模和差模噪聲。結果是一個有效的工具，可以使用每個電源電路設計人員都必須擁有的示波器的 FFT 功能來優(yōu)化 EMI 濾波器的兩個部分。
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