表 1 列出了典型的商用 DC-DC 轉(zhuǎn)換器在輸入電壓為 12V、沒有連接負載情況下的輸入電流，為 7mA 至 40mA。這些轉(zhuǎn)換器一般采用脈寬調(diào)制(PWM)控制器，然而，PWM 控制器往往帶有一個有源振蕩器，即使 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出沒有負載，振蕩器也要持續(xù)消耗電池電流。

 

表 1. 商用 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的特性

 

 

 

PFM 控制器拓撲

另一方法是采用具有脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器¹。PFM 控制器采用兩個單穩(wěn)態(tài)電路，只有當負載從 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出消耗電流時才工作。PFM 基于兩個開關時間(最大導通時間和最小關閉時間)和兩個控制環(huán)路(穩(wěn)壓環(huán)路和最大峰值電流、關閉時間環(huán)路)。

 

PFM 的特點是控制脈沖的頻率可變?？刂破髦械膬蓚€單穩(wěn)態(tài)電路確定了 TON (最大導通時間)和 TOFF (最小關閉時間)。TON 單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)第二個單穩(wěn)態(tài)電路 TOFF。只要電壓環(huán)路的比較器檢測到 VOUT 跌落到穩(wěn)壓范圍以下，將觸發(fā) TON 單穩(wěn)態(tài)電路。導通脈沖的最大值固定，如果峰值電流環(huán)路檢測到超出電感電流門限的數(shù)值，則可縮短該脈沖時間。

 

PFM 控制器的靜態(tài)電流損耗受限于基準偏置電壓和誤差比較器的電流(幾十µA)。相比之下，PWM 控制器的內(nèi)部振蕩器則必須連續(xù)工作，電流損耗達到幾個毫安。本文介紹的方案在采用 PFM 控制器拓撲時，12V 電源供電下的電流損耗小于 1mA。

 

現(xiàn)場應用系統(tǒng)，例如：澆水系統(tǒng)，往往用于惡劣環(huán)境，所以這些系統(tǒng)的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器要求電氣隔離。變壓器可提供隔離，但須保證在不影響隔離的情況下，將電壓基準從副邊反饋至原邊。解決這一問題的常見方法是采用輔助繞組或光電耦合器。

 

電源拓撲屬于降壓結構。本例中所使用電池組的標稱電壓為 12V，而系統(tǒng)內(nèi)部電路的工作電壓為 3.6V 標稱電壓。圖 2 所示為 DC-DC 開關電源的示意圖，表 2 列出了材料清單和相應的元件值。控制環(huán)路調(diào)節(jié)電壓時，光電耦合器需要一個恒定電流流過變壓器原邊的 LED。電流下限由光電耦合器在低端偏置電流的 CTR (10mA 時為 63%，1mA 時為 22%)和響應時間的減小(20mA 時為 2µs，5mA 時為 6.6µs)決定。

 

 

圖 2. 隔離型 PFM 反激 DC-DC 轉(zhuǎn)換器原理圖

 

表 2. PFM 反激型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的材料清單

 

 

 

輸出分壓器(由電阻 R5 和 R11 組成)的電流損耗固定為 7µA。因此，基準輸入所需要的 0.5µA 電流以及溫漂不會明顯影響輸出電壓。此外，較低的輸入電容使得分壓器輸出端測得的電壓不會受相關延遲的影響。后一因素不再需要利用電容分壓器來降低精密基準的輸入電容。光電耦合器中，光電晶體管吸收 60µA (|IFB| < 60nA)的電流，該電流轉(zhuǎn)換成小于 230µA (CTR ~26%)的 LED 電流。

 

完全控制

構建 PFM 控制器時，可采用 MAX1771 BiCMOS 升壓型開關電源控制器(U1)提供所需的時序。MAX1771 相對于之前的跳脈沖方案具有很大改善：開關頻率達 300kHz，減小了所需電感的尺寸；限流型 PFM 控制方式在很寬的負載電流范圍內(nèi)保證高達 90%的效率；最大電源電流僅為 110µA。除了這些優(yōu)勢外，MAX1771 在非隔離應用中的主要優(yōu)勢有：在 30mA 至 2A 的負載電流范圍內(nèi)，效率可達 90%；最大輸出功率為 24W；輸入電壓范圍為 2V 至 16.5V。

 

電壓控制環(huán)路的電阻應盡可能選擇最大值。這一方案可平衡電流損耗和環(huán)路穩(wěn)定性指標，所以，通過分壓電阻的電流應小于 7µA。由于濾波電容并非理想電容，該電流應該包括電容的漏電流。該設計中，C5 和 C8 濾波電容的漏電流小于 20µA。如果要求更低的漏電流，可以將這些電容換成具有以下規(guī)格的陶瓷電容：100µF、6.3V、X5R，尺寸為 1206 (Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷電容可將電容漏電流降至幾個微安以內(nèi)。值得注意的是，陶瓷電容的價格是鉭電容的 3 倍，因此提高了系統(tǒng)的成本。

 

圖 3 所示 PFM DC-DC 轉(zhuǎn)換器的原型電路僅消耗 0.24mA 的靜態(tài)電流。電路板尺寸小于 50mm x 30mm，輸入電壓范圍為 10V 至 15V (標稱值為 12V)時，可提供 3.6W 的輸出功率，工作于 300kHz 開關頻率。提供穩(wěn)定的 3.6V 輸出電壓時，該轉(zhuǎn)換器可支持最大 1A 的連續(xù)負載電流。該轉(zhuǎn)換器采用反激結構(降壓)，帶有電壓和電流反饋控制，實現(xiàn)了轉(zhuǎn)換器輸出與輸入之間的電氣隔離。

 

 

圖 3. 適合無線應用的 DC-DC PFM 轉(zhuǎn)換器原型電路，頂視圖。

 

該原型電路適合各種非連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o線應用。模塊的峰值電流達到 3A，最大平均電流為 1A。為降低電流峰值并避免影響無線通信時的性能，采用了參考文獻 2 和 3 中介紹的技術。此外，原則上建議設計人員采用具有低等效串聯(lián)電阻的大電容。

 

評估設計性能

為驗證電源性能，我們測量了以下參數(shù)：輸入電壓 VIN、輸入電流 IIN、標稱輸出電壓 VOUT、負載電流損耗 IOUT 和電源效率。表 3 和表 4 所示為測量結果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護電路的損耗。另外，值得注意的是，電源在低功率下的效率低于較重負載下的效率。負載較重時，電源通常采用同步整流，這有助于降低設備的工作損耗。

 

表 3. 空載狀態(tài)下，不同輸入電壓時的電流損耗

 

 

 

采用 PFM 控制方案的電源電流損耗已經(jīng)降至 0.24mA。然而，由于所選元件值的原因，控制環(huán)路可能會在某些特定負載條件下發(fā)生振蕩。為防止自激，設計人員必須考慮生產(chǎn)環(huán)境下元件的各種容差。所以，必須仔細選擇環(huán)路電阻和電容值。

 

表 4 提供了電源在不同負載條件下的輸入和輸出參數(shù)，標稱條件及標稱負載范圍內(nèi)可以獲得最佳效率。

 

表 4. 標稱電壓下，不同負載時的效率

 

 

 

以 3.6V 輸出為參考，無線設備在待機模式下的電流損耗小于 140µA，與電源空載條件下 0.24mA 的輸入電流損耗相比，這一電流可忽略不計，所以 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的空載效率用零表示(圖 4)。

 

 

圖 4. 電源在標稱輸入電壓(12V)、不同負載條件下的效率

 

圖 5a. 空載時的輸出電壓和控制電壓(10ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5b. 0.1A 負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5c. 0.5A 負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5a、圖 5b、圖 5c 和圖 5d 中所示波形為不同負載條件下的輸出電壓和控制電壓。隨著負載增大，開關器件的柵極控制脈沖頻率提高。轉(zhuǎn)換器的原型電路測試給出了空載、100mA、500mA 和 1A 電流負載下的信號。示波器測試結果形象說明了 PFM 控制電路的工作。弱信號在示波器上放大了 5 倍，以便更加清晰。X 軸表示時間，Y 軸表示電壓。

 

 

圖 5d. 1A 負載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

總結

根據(jù)初步的行業(yè)調(diào)查，空載條件下具有低功耗的商用化隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器通常具有大約 20mA 的最小電流損耗。因此，如果設計人員采用 PFM 方案，可以輕松實現(xiàn)低 IQ、低電流損耗的隔離電源。本文所介紹的電源在空載條件下電流損耗只有 0.24mA。

 

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