圖1

 

這里就用MOSFET代替BJT了，所以ids = ic，Vds=Vce，Coss也就是Cds代表輸出電容。簡單來說就是當(dāng)MOS管一開始導(dǎo)通時輸出電容Coss還保持Vds電壓，隨著Ids電流越來越大，Vds電壓終于保持不住，開始下降。直到管子完全開啟。比較詳細(xì)的開啟過程是由Miller Plateau造成的，這里借用了網(wǎng)上一些解釋Miller Plateau的圖，如果有不清楚的就請見諒了。

　　

階段1，Vgs 《 Vth，管子是關(guān)斷的，所以Ids = 0，Vds=high，ig充電Cgs。

　　

階段2，Vgs 》 Vth，管子開啟，Ids從0增加到iL被外部電流源電感鉗住，Coss（Cds）上電壓不能突變，保持Vds。

　　

階段3，進(jìn)入Miller plateau，Vgs 》 Vth，管子仍然保持開啟，Coss開始discharge，Vds電壓開始下降，于此同時Cgd開始被ig充電。Vg保持不變。

　　

階段4，Vd下降到接近0點(diǎn)，ig繼續(xù)給ig充電Cgs和Cgd充電。

　　

階段5，Vg到達(dá)gate driver預(yù)定的電壓，管子開啟過程完成。

　　

關(guān)斷過程和開啟過程類似，也會有Miller plateau效應(yīng)。

　　

我們可以看到，如果如果MOS管開啟時VDS上有原始電壓，那么MOS開啟過程中就會有Ids和Vds的重疊，那么會帶來Switching Loss。由于Coss上的能量在極短時間內(nèi)被釋放，電容上能量會損失掉（換算為Loss為0.5*Coss*Vds^2*fs），而且只要是非零電壓開啟（Non Zero Voltage Switching），會給PCB和MOS的寄生電感與電容形成的諧振腔（resonant tank）引入比較大的dv/dt或者di/dt激勵，引起比較大的ringing，甚至超過管子的額定電壓，燒毀管子。

　　

那么我們可以避免這種情況的發(fā)生嗎？答案是可以的，也就是很多人提到的Zero Voltage Switching，雖然會付出一定的代價。我們先看如何能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)開啟Zero Voltage Switching Turn on。

 

圖二

       

實(shí)現(xiàn)ZVS turn on很簡單，只需要在我們開啟管子前，Vds上的電壓為零就好，這樣Ids和Vds就沒有重疊了，turn on switching loss為零，沒有high di/dt， dv/dt問題，沒有ringing，完美！那么如何實(shí)現(xiàn)ZVS turn on呢？個人覺得分兩種情況討論：1為PWM converter，2為resonant converter（諧振變換器）。

　　

一， 對于PWM converter，就拿最簡單的兩個管子的half bridge（其實(shí)也就是buck converter）做例子。

 

圖三

 

對于half bridge 實(shí)現(xiàn)ZVS turn on，我們希望當(dāng)上管Q1開啟時電流是流進(jìn)switching node （vsw）的，也就是圖中電感電流為負(fù)值，當(dāng)下管Q2開啟時我們希望電流是流出switching node （vsw）的，也就是電感電流為正值。為什么這樣就可以實(shí)現(xiàn)ZVS turn on了呢？我們就看上管Q1開啟過程。如果電感電流iL為負(fù)，這時候我們先關(guān)閉Q2，這時候Q1還未開啟，在這個deadtime中iL會charge Q2的Coss，使Vsw抬高到Vin，當(dāng)然不能超過Vin，因?yàn)镼1的body diode會導(dǎo)通，鉗位住Vsw到Vin，這時候Q1的Vds就是Vin-Vsw=0，這時候我們開啟Q1就實(shí)現(xiàn)ZVS了。同理對于Q2開啟時，如果電感電流為正，那么當(dāng)我們首先關(guān)閉Q1管時，Vsw就會被電感電流拉低到0，因?yàn)閕L》0， Q2的Coss會discharged到0，然后我們再開啟Q2，就可以達(dá)到ZVS了。這里我有一張其他Topology的PWM converter的波形圖，也和buck工作原理類似，大概可以看看基本原理，也就是電感電流為負(fù)時，Q1可以實(shí)現(xiàn)ZVS，讓Vsw的ringing比較小。而當(dāng)電感電流為正時，實(shí)現(xiàn)不了ZVS，Vsw的ringing就比較大了。

 

圖四

 

二， 對于resonant converter，其實(shí)道理類似，我們也希望在我們開啟管子前，Vds上的電壓為零。那么對于resonant converter的half bridge，我們希望看到的impedance為inductive，也就是感性的，這樣switching node流出的電流I就會滯后于電壓V，現(xiàn)在ZVS turn on。

 

圖五

 

這是因?yàn)槿绻娏鱅是滯后與電壓V的，這樣在Q1開啟之前電流I為負(fù)值就會charge Q2的Coss，同時discharge Q1的Coss，讓V到Vin，這樣Q1就實(shí)現(xiàn)ZVS turn on了。Q2開啟之前，電流I為正，也會discharge Q2的Coss，和charge Q1的Coss，讓V到0，這樣Q2就實(shí)現(xiàn)ZVS了。

　　

總結(jié)起來，要實(shí)現(xiàn)ZVS turn on，對于PWM，需要電感電流為負(fù)，而且需要足夠的deadtime；對于resonant converter，需要impedance為inductive，而且也需要deadtime。那么有人可能要問，對于PWM converter到底電感電流為多負(fù)？deadtime至少為多少可以保證ZVS？對于resonant converter， impedance 到底為多少？deadtime為多少可以保證ZVS？

　　

要回答這個定量問題，其實(shí)是不那么簡單的。對于PWM converter，參考quasi-square-wave   ZVS buck converters，我們是可以畫出state plane，然后根據(jù)state plane圖的幾何關(guān)系定量分析出來的，但是非常繁瑣，常常是七八個三角函數(shù)等式求解。所以我個人愚見，在設(shè)計(jì)上，就讓開關(guān)頻率小點(diǎn)，電感值小點(diǎn)，讓電感電流ripple足夠大，能達(dá)到負(fù)值就差不多了。對于resonant converter，倒是可以簡單地通過積分方法，算出i與t的積分，讓這個it積分大于Coss上的charge就行。比如已知impedance，算出V與I的phase shift，然后換算成時間td，然后在td上對電感電流進(jìn)行積分，只要這個積分大于等于Coss*Vin就行了。

 

圖六

 

說了soft switching， ZVS這么多好處，我們談?wù)剆oft switching的弊端。對于PWM converter我們可以看到為了實(shí)現(xiàn)ZVS，我們減小了電感值，讓電感電流ripple變大，最終達(dá)到負(fù)值，實(shí)現(xiàn)了ZVS，但是付出的代價就是inductor current的RMS值變大，各個元器件的導(dǎo)通損耗（conduction loss）變大，所以我們是犧牲了conduction loss換取switching loss和小ringing。而且如果輸出電流越大，我們需要實(shí)現(xiàn)ZVS的難度更大，需要進(jìn)一步增大ripple，造成RMS電流進(jìn)一步增大，很有可能得不償失，造成converter整體效率下降。對于resonant converter，在頻率很高的情況下，有時候需要讓impedance非常inductive，也就是I滯后于V非常厲害才能有足夠的charge q來實(shí)現(xiàn)ZVS，這其實(shí)也是變相降低了有功功率的傳輸，因?yàn)閂和I的phase lag比較大，造成了converter的circulating current比較大，RMS電流值增大，也是增大了conduction loss。所以在設(shè)計(jì)或者考慮ZVS等soft switching時需要對系統(tǒng)有個整體loss的把握，在conduction loss和switching loss之間做好trade-off，這樣才能設(shè)計(jì)出效率最高，最魯棒的converter。 　　

         

另外soft switching軟開關(guān)技術(shù)還有ZVS turn off，Zero Current Switching turn on，Zero Current Switching turn off。這里就簡單介紹了ZVS turn on，因?yàn)閆VS turn on對于MOSFET和GaN比較重要，其他softswitching技術(shù)這里就不一一敘述了。