電源中的EMI

高頻開關(guān)式脈沖寬度調(diào)制(PWM)AC/DC和DC/DC電源轉(zhuǎn)換器因其效率高、體積小，現(xiàn)已成為大部分系統(tǒng)的首選電源?？墒牵@類轉(zhuǎn)換器也有一個不足之處：它會在開關(guān)頻率和諧振頻率下產(chǎn)生傳導性和輻射性的電磁干擾(EMI)。假如不濾除EMI電流和電壓，那它們便會損害到轉(zhuǎn)換器的電源并干擾使用同一個電源的其他設(shè)備。輻射性EMI會影響和干擾正在附近工作的設(shè)備。很多時候，EMI的影響導致轉(zhuǎn)換器違反FCC和CISPR等訂立的規(guī)范。本文將探討目前常用的減弱EMI的解決方案，然后介紹應用日趨增長的擴頻技術(shù)。
 
固定頻率開關(guān)和EMI

在大多數(shù)的設(shè)計中，PWM轉(zhuǎn)換器在一固定的頻率下進行開關(guān)。這么設(shè)計有若干優(yōu)點，其中一個優(yōu)點就是傳導性EMI衰減輸入濾波器的設(shè)計比起可變頻率系統(tǒng)的衰減輸入濾波器的設(shè)計要更容易些。因為濾波器組件無論在任何的操作條件下都可在清晰定義的頻率下處理電流。
然而，轉(zhuǎn)換器的輸入電流仍然可使它違反傳導性EMI的限制。要清楚理解這個問題，請考慮圖1中的典型DC/DC反激轉(zhuǎn)換器。假設(shè)連續(xù)的傳播都不會減低其一般性，那MOSFET電流便呈現(xiàn)梯形狀，這是由于有傅里葉在開關(guān)頻率和其諧波處滲入到了成份內(nèi)。這些傅里葉成份如果流入轉(zhuǎn)換器的電源便會超出業(yè)界規(guī)范的限制。

圖1：基本的反激轉(zhuǎn)換器表示出沒有濾波的MOSFET電流 

此外，由于電壓和電流波形在開關(guān)頻率下的邊緣很尖銳，因此電源將會在開關(guān)頻率fs和其諧波時放射出電磁能量。這些輻射性放射(即使是從一個低瓦電源放射出來)可損害包含有靈敏電路的小型電子系統(tǒng)，使在附近的電路發(fā)生故障。

減弱EMI的幾種常規(guī)技術(shù)

這里有幾種方法可減弱EMI的影響。

對于傳導性EMI來說，開關(guān)電流必須經(jīng)輸入電容和輸入EMI濾波器進行低通濾波，使它們可在到達電源時被大幅衰減?？墒?，這種過濾并不徹底，而且經(jīng)常會遺留一定程度的開關(guān)電流使得系統(tǒng)不能通過傳導性的EMI測試。

使用在MOSFET和二極管電源開關(guān)中的輻射性EMI緩沖器可以減慢開關(guān)波形的上升和下降時間，并整形諧波電流和電壓的頻譜，以使系統(tǒng)更易符合規(guī)格標準。另一方面，緩沖器會消耗一些能量，使得輻射性放射出來的能量減少，降低電源的效率。

另一種減弱EMI的方法是將電源放置在一個金屬箱內(nèi)以封鎖輻射性噪聲，或可以將受影響的設(shè)備密封或與產(chǎn)生噪聲的電源隔離。這兩個方案可以相互替代，也可以一起配合使用。輻射性EMI也可通過改善電源的布局來降低。這些技術(shù)的操作原理已在圖2中說明，當中采用了輸入濾波器、緩沖器和金屬箱。其中C1、L1和C3組成了一個輸入濾波器，而D3和D4則組成一個箝位電路以減輕因變壓器泄漏電感而造成的電壓尖峰。分別由R2和C4以及R3和C5組成的緩沖器則分別減慢MOSFET漏源電壓的振鈴和輸出整流器電壓的振鈴。

圖2：反激開關(guān)電源設(shè)計中的EMI緩和技術(shù)

上述方法都旨在減少所產(chǎn)生出來的整體EMI能量。但是除了最后一種方法外，大多數(shù)方法都會使電源供應器的尺寸加大，成本更高和復雜性更大，效率也會降低，甚至得不償失。

應用擴頻轉(zhuǎn)換技術(shù)降低EMI

解決EMI問題的另一方法雖然不會增加系統(tǒng)整體的能量，但會在EMI頻譜峰值時不可避免的產(chǎn)生過多能量。一般來說，電源不能通過EMI測試不是因為它們產(chǎn)生出過量的干擾能量，而是這些能量過于集中在某幾個頻率或超出了狹窄的頻帶。擴頻轉(zhuǎn)換技術(shù)就是據(jù)此來改善EMI的性能，現(xiàn)今這項技術(shù)已被廣泛應用到通信系統(tǒng)和消費設(shè)備上。這個方法能夠?qū)⒓性谏贁?shù)頻率點或頻帶上的能量再重新分布到較寬闊的頻帶上，這樣便可降低在所有頻率下的電流和電壓的平均峰值，并同時保持波形的整體能量水平。

圖3：電源中基于固定頻率和擴頻轉(zhuǎn)換的理想化頻譜

基本上，使用在電源轉(zhuǎn)換器的擴頻轉(zhuǎn)換技術(shù)會周期性地改變或抖動開關(guān)頻率。這種改變使得頻譜內(nèi)原本處于開關(guān)頻率和其諧波的一連串大尖峰變換成一個比較平滑和持續(xù)性更強的頻譜，其中峰值較低且排列得較密，出現(xiàn)的頻率數(shù)量較多。采用不同的實現(xiàn)方法，峰值可以比原先開關(guān)頻率時的減少20dB，其中最大和最麻煩的尖峰通常都可被處理掉。
在實際應用中，通常所采用的頻率變化都不會超出10%，足以展示出擴頻轉(zhuǎn)換的優(yōu)點。這種變化限制有一個莫大的好處，便是容許轉(zhuǎn)換器設(shè)計與在抖動范圍內(nèi)固定頻率下開關(guān)的轉(zhuǎn)換器一模一樣。轉(zhuǎn)換器的功率組件維持不變，因此開關(guān)損耗和效率都是一樣的。由于每一個頻率組件的值相較以前的都顯著降低了，因此可使用相同的，甚至更簡單更便宜的濾波器。

擴頻轉(zhuǎn)換是一種可改善EMI性能的低成本方法，原因是無需在電路上加入任何的電源組件，而且不需增大其尺寸或等級。這項技術(shù)可以作為電源管理電路的固有特色，其實現(xiàn)的代價也很低。目前，市面上主要的電路供應商已開始在他們的產(chǎn)品中采用擴頻技術(shù)。

擴頻技術(shù)的實現(xiàn)

電源中最常用的兩種擴頻實現(xiàn)方法是隨機載頻(RCF)和頻率調(diào)制。
 
在RCF方案中，采用偽隨機噪聲產(chǎn)生器來抖動頻率，頻率在fc-ΔF到fc+ΔF之間周期性隨機變化。其中fc是中間頻率，或是原本的固定開關(guān)頻率，一般都是處于100KHz~1MHz范圍內(nèi)。正如之前解釋過，ΔF不會超過fc的5%~10%，每一個在這個范圍以內(nèi)的頻率包括fc都具有相同的或然率，這使到原本的頻率尖峰可以轉(zhuǎn)換成一個分布于頻率抖動范圍內(nèi)的較平整頻譜，正如圖3所示。原本集中在fc處的能量現(xiàn)在已在較低的水平下被平均分布，而頻帶范圍擴大到2?F寬。由于電源轉(zhuǎn)換器中的開關(guān)頻率是一個方波，它包含有諧波，而且理論上會出現(xiàn)在單倍數(shù)的頻率上，例如是3fc、5fc、7fc等如此類推，因此采用RCF方法的頻率抖動將會產(chǎn)生抖動諧波，而這些諧波會分別平均分布在3(fc-ΔF)到3(fc+ΔF)、5(fc-ΔF)到5(fc+ΔF)和7(fc-ΔF)到7(fc+ΔF)等如此類推的范圍內(nèi)。然而，當諧波愈大，頻譜便會變得更平滑和更寬闊，原因是它將散布到更寬闊的2nΔF的范圍，其中的n代表諧波數(shù)。結(jié)果，諧波中的峰值能量將會隨著諧波數(shù)的上升而以更快的速度減少。

固定頻率轉(zhuǎn)換和抖動轉(zhuǎn)換的頻譜的頻譜

圖4：采用頻率調(diào)制實現(xiàn)的擴頻使基本開關(guān)頻率的劍鋒削減，以及使邊帶呈現(xiàn)鋸齒形

另一種抖動技術(shù)——“頻率調(diào)制”是商用電源管理集成電路中所常采用的擴頻實現(xiàn)技術(shù)，例如美國國家半導體的LM3370（參考文獻2）。采用這個方法，固定開關(guān)頻率(典型值同樣是介乎100kHz~1MHz范圍內(nèi))會在1KHz~2KHz的范圍內(nèi)于頻率fm下被調(diào)制，產(chǎn)生出一個寬帶頻率調(diào)制波形，其頻譜會在基本開關(guān)頻率的周圍出現(xiàn)較低和較高的邊帶，而帶寬為2ΔF = (ΔF+fc)-(ΔF-fc)。換句話說，在原本固定開關(guān)頻率下的原本高幅度頻譜會被群集在調(diào)制前譜線周圍的較低幅度邊帶所取代。FM技術(shù)的頻譜可以設(shè)計成與RCF方案類似，而且亦可由圖3來表示。然而，頻譜組合和邊帶的波形精度會取決于調(diào)制頻率的變化過程。正如圖4所示，fm的最佳調(diào)制模式會使得固定幅度的邊帶波形呈現(xiàn)鋸齒狀?，F(xiàn)在，轉(zhuǎn)換器可以較容易地通過EMI測試。與RCF的情況類似，在每一個諧波頻率處的邊帶寬度會與諧波數(shù)n成正比，而相鄰諧波的邊帶會逐漸重疊，使頻譜變得比較平滑，同時提高噪聲地，而帶有的峰值比起原本固定頻率諧波的低很多。結(jié)果，開關(guān)能量在頻率范圍內(nèi)的分布將更加平均，使電源更容易符合EMI的規(guī)格。

總之，由于效率高且成本經(jīng)濟，擴頻轉(zhuǎn)換抑制EMI的技術(shù)將會更廣泛的應用到開關(guān)電源中。