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使用動態(tài)電壓和頻率調(diào)節(jié)來節(jié)省系統(tǒng)電池電量需求

發(fā)布時間:2023-07-28 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】移動設(shè)備消耗的能量是開關(guān)能量和泄漏能量的組合。當(dāng)開關(guān)能量占主導(dǎo)地位時,降低電源電壓電平可有效降低總功耗,因為開關(guān)能量與電源電壓的平方成正比。


移動設(shè)備消耗的能量是開關(guān)能量和泄漏能量的組合。當(dāng)開關(guān)能量占主導(dǎo)地位時,降低電源電壓電平可有效降低總功耗,因為開關(guān)能量與電源電壓的平方成正比。

動態(tài)電壓和頻率調(diào)節(jié) (DVFS) 可根據(jù)工作頻率要求控制電源電壓,對此目的特別有效。

工作頻率

在下面的圖 1中,實(shí)心黑色曲線顯示了 DVFS 下能耗對工作頻率的依賴關(guān)系。這里,工作頻率隨著電源電壓的降低而單調(diào)降低。

當(dāng)工作頻率高于電源電壓(Vopt)的能量點(diǎn)(MEP)時,能耗隨著工作頻率的降低而減少。然而,當(dāng)運(yùn)行頻率低于 MEP 的運(yùn)行頻率時,能耗會隨著運(yùn)行頻率的降低而增加。

當(dāng)電源電壓接近LSI晶體管的閾值電壓時,即使是微小的變化也會導(dǎo)致工作頻率發(fā)生很大的變化。在這種情況下,由于工作時間增加而導(dǎo)致的泄漏能量的增加將超過由電源電壓降低導(dǎo)致的開關(guān)能量的任何減少,因此總能量將增加。

在這種情況下,僅靠 DVFS 不足以降低能耗。然而,所提出的將 DVFS 與功率門控相結(jié)合的技術(shù)(一種減少漏電的技術(shù),其中插入在電源和目標(biāo)電路之間的電源開關(guān)在目標(biāo)電路空閑時間內(nèi)關(guān)閉)被證明更為有效。

通過 DVFS 和功率門控的組合,當(dāng)所需頻率低于 MEP 的頻率時,目標(biāo)電路在 Vopt 下工作,并且通過空閑時間期間的功率門控來減少泄漏能量。

盡管較高的電源電壓會導(dǎo)致開關(guān)能量增加,但由于泄漏能量的減少,總能量比單獨(dú)的 DVFS 減少了更多(參見下面圖 1 中的紅色實(shí)線,其中也顯示了該方案的框圖)。


使用動態(tài)電壓和頻率調(diào)節(jié)來節(jié)省系統(tǒng)電池電量需求
圖 1:實(shí)心黑色曲線顯示 DVFS 下的能耗與運(yùn)行頻率的關(guān)系。


MEP 監(jiān)視器確定用于化能耗的 Vopt,延遲監(jiān)視器確定滿足頻率要求所需的電源電壓值,并向調(diào)節(jié)器輸出控制信號,調(diào)節(jié)器通過向目標(biāo)電路提供適當(dāng)?shù)碾妷簛碜龀鲰憫?yīng)。

當(dāng)確定的電源電壓低于Vopt時,MEP監(jiān)視器禁用控制信號,并且電源電壓維持在Vopt。當(dāng)目標(biāo)電路工作在Vopt時,MEP監(jiān)視器還使電源門控控制器能夠控制電源開關(guān),以減少空閑時間的泄漏能量。MEP監(jiān)視器控制整個系統(tǒng)以化操作能量,是該方案的關(guān)鍵組件。

雖然能量減少在很大程度上取決于確定 Vopt 的準(zhǔn)確程度,但這里的準(zhǔn)確性并不容易,因為 Vopt 在很大程度上取決于泄漏電流,而泄漏電流又取決于溫度、電源電壓和其他因素。已經(jīng)提出了許多不同的方法來解決這個問題。

傳統(tǒng)與新型

一種方法是根據(jù)目標(biāo)電路在不同電源電壓電平下的實(shí)際能耗測量來確定 Vopt,并選擇能耗少的電壓。由于目標(biāo)電路本身用作能量監(jiān)視器,因此該方案相對于 MEP 而言具有很高的度,但在監(jiān)視器操作期間必須暫停電路操作。

另一種傳統(tǒng)方法是使用理論方程。例如,的一種方法是基于 MEP 處的 delta Eall/delta VDD = 0 的事實(shí)。在這種方法中,Vopt 表示為方程 2。

不幸的是,這種方法似乎并不適合電路實(shí)現(xiàn),因為它包括一個參數(shù)n,該參數(shù)n對電源電壓的依賴性是非線性的。NEC 設(shè)計了一種確定 Vopt 的新方法,該方法由簡單的組件組成,適合電路實(shí)現(xiàn)。

與以前的方法相比,這種新技術(shù)允許同時進(jìn)行監(jiān)控操作和電路操作,并且已被證明是可行的。它基于 MEP 處 deltaEall VDD = 0 的事實(shí),其中 Eall 表示為上面圖 1中的公式 1 。

請注意,(IL1T1-IL2T2)/Delta V 替換為 delta ILT)/deltaVDD 等式的微分。然后可以通過近似推導(dǎo)公式 3,其中 Delta V 遠(yuǎn)小于 VDD。IL1 和 T1 分別是 VDD 時的漏電流和關(guān)鍵路徑延遲,而 IL2 和 T2 是 VDD-Delta V 時的漏電流和關(guān)鍵路徑延遲。由于漏電流和關(guān)鍵路徑延遲都可以用監(jiān)視器測量,因此公式 3 適用于電路實(shí)現(xiàn)。

根據(jù)公式 3,我們可以確定 Vopt 如下: 它的右邊等于電容器的電壓,該電容器初充電至 VDD,然后用 IL1 額外充電 T1 時間,并用 IL2 放電 T2 時間,其中電容器的電容是目標(biāo)電路的開關(guān)電容和開關(guān)活動的乘積。對于給定的 VDD,如果電容器的電壓等于 VDD-Delta V,則該 VDD 將是化能耗的電壓。


使用動態(tài)電壓和頻率調(diào)節(jié)來節(jié)省系統(tǒng)電池電量需求
圖 2:所示為建議的電壓確定器和測量結(jié)果


電路實(shí)現(xiàn)

上面的圖 2 顯示了用于確定 Vopt 的電路。這是一個非常簡單的電路,由一個電容為 alpha x C0 的可變電容器組成;兩個漏電流發(fā)生器,每個包含目標(biāo)電路的復(fù)制品;兩個脈沖發(fā)生器,每個包含目標(biāo)電路的關(guān)鍵路徑復(fù)制品;一個比較器;和三個開關(guān)。IL1 和 IL2 分別從兩個漏電流發(fā)生器流出或流入兩個漏電流發(fā)生器。

SW1、SW2和SW3打開分別對電容器進(jìn)行初始充電、附加充電和放電。為了打開 SW2 和 SW3,脈沖發(fā)生器分別產(chǎn)生脈沖寬度為 T1 和 T2 的信號。

采用90nm CMOS技術(shù)制造了測試芯片來評估電路的有效性以及DVFS與功率門控的結(jié)合。目標(biāo)電路是一個 101 級環(huán)形振蕩器,由兩個 FO = 4 的輸入與非門組成。

圖 2 顯示了目標(biāo)電路的能量對電源電壓的依賴性,以及由確定器電路確定的點(diǎn),其中 Delta V = 20mV。曲線代表開關(guān)活性為0.1條件下的三個溫度(25℃、75℃和125℃)。

該電路在所有條件下都能準(zhǔn)確地確定 MEP 實(shí)際電壓值 50mV 以內(nèi)的電壓。圖 2 還顯示,在 125°C 且 Vopt=0.67V 的情況下,采用 40MHz 功率門控的 Vopt 操作可實(shí)現(xiàn) 52.8% 的能耗降低,比僅使用 5MHz DVFS 實(shí)現(xiàn)的能耗還要高。

 

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