在比較測量結(jié)果與仿真結(jié)果時，從測量硬件的同軸電纜到待測設(shè)備信號走線的轉(zhuǎn)接段一般被認為是理想的。但在實際應(yīng)用中，這種“理想”狀態(tài)在較高頻率時通常會導(dǎo)致數(shù)據(jù)失配(仿真數(shù)據(jù)≠測量數(shù)據(jù))。

圖1：SMA連接器用于把測量硬件的同軸電纜連接到PCB，并將同軸模式信號轉(zhuǎn)換為微帶線模式，最后傳送給待測設(shè)備。

 

仿真輸入/輸出端口一旦連到PCB走線上(比如連到微帶線或共面波導(dǎo))，就會默認做出這種理想的假設(shè)(圖2)。雖然有許多方法可以用來確保轉(zhuǎn)接段具有盡可能小的反射，但這個特殊例子重點突出了將完整的3D FEM電磁模型用于連接器的方法。這種方法支持以分析的方式處理轉(zhuǎn)接的寄生效應(yīng)，使我們遠離“理想”狀態(tài)，并趨于現(xiàn)實。

圖2：一般情況下仿真端口直接位于微帶線上，忽略圖1中的連接器所代表的不連續(xù)性，因而會系統(tǒng)性地扭曲仿真結(jié)果與測量結(jié)果。

 

 

在原理圖(父文檔)中，我們已經(jīng)繪制了含信號走線的印刷電路板(PCB)。為20mil基板設(shè)計的3D連接器從技術(shù)上講就是父文檔的亞模型(或子模型)，也就是說設(shè)計是分層的。連接器模型允許在連接器的同軸電纜末端布置一個端口(輸入端口)，其它端口則被定義為微帶線末端的普通波端口(輸出端口)。輸出端口的參考平面被移動到連接器后面。

 

 

圖3中的轉(zhuǎn)接曲線S11表明，良好的固有匹配只到大約2GHz。在10GHz的目標設(shè)計頻率點，反射高達-10dB。很明顯，設(shè)計現(xiàn)在將受益于優(yōu)化后的轉(zhuǎn)接，不僅因為損失的能量，而且因為失配是造成測量與仿真偏差的一個重要來源。

圖3：優(yōu)化之前在同軸端口處的轉(zhuǎn)換段反射系數(shù)。

 

轉(zhuǎn)接模型可以在原理圖中將電磁文檔用作普通子模型加以優(yōu)化。很容易確定的是，串聯(lián)L，并聯(lián)C的匹配電路可以完成10GHz點的優(yōu)化工作。在微帶線中，串聯(lián)L可以用窄的帶狀線段實現(xiàn)，而并聯(lián)C可以用寬的帶狀線段實現(xiàn)。因此，優(yōu)化所要求的微帶尺寸非常簡單，如圖4所示。

圖4：可用于優(yōu)化從同軸到微帶線的轉(zhuǎn)接段的候選匹配電路。

 

最后一步是將匹配電路尺寸放進3D模型中，然后執(zhí)行驗證仿真，如圖6所示。

圖5：在同軸端口使用匹配電路的封閉式模型時的轉(zhuǎn)接段反射系數(shù)(綠色曲線)。

圖7：在10GHz頻率點經(jīng)過優(yōu)化了的轉(zhuǎn)接段的表面電流注釋。

 

從圖中可以看出，第一次匹配試驗是非常優(yōu)秀的。

 

對10GHz時的表面電流進行觀察和繪制動畫也是相當(dāng)有益的，如圖7所示。

圖7：在10GHz頻率點經(jīng)過優(yōu)化了的轉(zhuǎn)接段的表面電流注釋。

 

總之，這種簡單的匹配電路可以使從同軸電纜到微帶線的信號傳輸在10GHz目標設(shè)計頻率處具有不到-20dB的反射性能。匹配帶寬大約是2GHz，而且使用帶連接器電磁模型的傳統(tǒng)電路模型進行優(yōu)化很方便，也很可靠。完整的3D電磁驗證解決方案可以立即供貨，并且?guī)缀涡螤畹玫搅俗顑?yōu)化。

 

從不同連接器到不同電路基板的各種轉(zhuǎn)接模型可以存儲為庫，然后在任何后續(xù)的電路設(shè)計中方便地調(diào)用。集成的3D電磁工具支持將所有設(shè)計數(shù)據(jù)保持在一個AWR Design Environment(AWRDE)項目文件中，包括連接器、綁定的封裝、外殼或任何其它任意三維物體。這樣可以消除模型誤用的風(fēng)險，舉例來說：水平連接器被改為垂直連接器；設(shè)計版圖的圖形化視圖將立即顯示使用的是哪個3D模型，這與在其它地方評估連接器的S參數(shù)、然后作為盲文件導(dǎo)入AWRDE的情況是不同的。單項目文件也意味著更容易進行歸檔、設(shè)計傳遞、存儲和復(fù)用。